高頻諧振轉換器設計必須要考慮的因素

　　高頻諧振轉換器的設計考慮因素包括元件選擇，帶有寄生參數的設計，同步整流器設計和電壓增益設計。本電源技巧的重點是影響開關元件選擇的關鍵參數，以及高頻諧振轉換器中變壓器內部繞組電容的影響。

　　在過去的十年中，寬帶隙（WBG）設備的商業化使功率轉換器能夠以更高的頻率工作，從而獲得更高的功率密度。高性能電源剛剛開始包括WBG器件-特別是碳化硅和氮化鎵場效應晶體管（FET）-由于它們的輸出電容（C oss），柵極電荷（Q g），導通電阻（R DS） （on））和反向恢復電荷（Q rr），在相同的擊穿電壓電平下，它們都比硅或硅超結FET低（或不存在）。較低的Q g降低了所需的驅動功率– P drive = V drive Q g Fsw –較低的R DS（on）減小了傳導損耗，其中V drive是驅動電壓，F sw是FET開關頻率。除了Q g和R DS（on）之外，在高頻轉換器中選擇組件時，考慮C oss和Q rr也很重要。

　　在如圖1所示的電感-電感-電容器-串聯諧振轉換器（LLC-SRC）之類的諧振轉換器中，諧振儲能電路中的電流對FET 的C oss進行充電/放電（圖2中的狀態1），以便實現零電壓開關（ZVS）。ZVS表示FET的漏極到源極電壓（V DS）在其柵極電壓變高之前達到零。因此，較低的C oss可以在相同的諧振槽電流水平下實現更短的死區時間，從而實現ZVS。較短的死區時間意味著較大的占空比，并且初級側諧振電路和FET上的均方根（RMS）電流較低，這意味著更高的效率和以更高的開關頻率工作轉換器的能力。

　　圖1 LLC-SRC

　　為了實現ZVS，在FET的體二極管始終有一個電流導通的時間段內- 圖2中的狀態2。如果FET具有Q rr并在體二極管仍然導通電流時再次導通，則FET本身將產生反向電流以放電Q rr并引起硬開關和高壓應力-可能損壞FET。

　　圖2 LLC-SRC的切換轉換

　　圖3說明了如圖1所示的LLC-SRC啟動過程中的這種硬開關現象。當FET Q 2首先導通電流時，就會建立電感電流I PRI。電流I PRI然后通過FET Q 1通道和體二極管傳導。在不允許電流反向流動的情況下，FET Q 2再次導通。由于Q rr，FET Q 1自生反向電流以放電Q rr，這會導致高電壓應力。

　　圖3由于Q rr而導致的硬切換

　　在高頻諧振轉換器中，諧振回路的阻抗通常比低頻諧振轉換器中的阻抗低得多。因此，期望高頻諧振轉換器中的啟動浪涌電流更高。以圖1中的LLC-SRC為例，當輸出電壓為零（啟動時的初始條件）時，限制Q 2首次導通時啟動電流的唯一阻抗是L r – LLC-中的串聯諧振電感SRC。高效高頻諧振轉換器設計，尤其是總線轉換器，通常將L r最小化以提高效率。較小的L r值使在相同的啟動頻率下啟動電流更高，因此更容易受到Q的影響。rr相關的硬切換。因此，在高頻諧振轉換器中必須使用低Q rr FET。

　　利用WBG器件的上述優勢，可以在兆赫茲范圍內操作隔離式諧振轉換器，該頻率比傳統隔離式電源快5至10倍。在此“高頻”域中，曾經在轉換器設計過程中被認為“可忽略”的許多參數不再可忽略，例如變壓器繞組電容器。

　　在傳統的諧振轉換器設計過程中，設計人員必須確保存儲在諧振槽中的能量高于存儲在FET C oss中的能量，以便C oss耗盡存儲在諧振槽中的能量以實現ZVS。以圖1所示的LLC-SRC為例，公式1確保了這種不等式的有效性：

　　其中I Lm是勵磁電感器L m的峰值電流，V in是LLC-SRC的輸入電壓。通過將電感的歐姆定律應用到L m，可以將公式1改寫為公式2 ：

　　其中n = N p：N s1（假設N s1 = N s2）是變壓器的匝數比，而V out是輸出電壓。

　　當諧振轉換器設計需要覆蓋一個寬的操作范圍和保持時間，L 米通常是為了保持大號小于值小得多上等式2的右側? = L 米 / L ［R低（施加大號?值從在閉環LLC-SRC設計中為4至10）。當諧振轉換器設計（例如總線轉換器）需要高轉換器效率時，最大化L m會降低初級RMS電流，從而降低傳導損耗。在這種情況下，L m值將接近等式2右側的值。但是，等式2僅表示理想變壓器的理想條件。在實際的變壓器中，許多參數可能會影響Coss充放電能力。最關鍵的參數是繞組內電容。

　　圖4示出了在LLC-SRC，其中電流上升的開關瞬變過程中的簡化電路模型米（I Lm的）放電? 當量（該C OSS兩個FET的在與諧振電容C系列- ［R ），假設? ?作為電壓源。如果沒有變壓器繞組內電容（C TX），則所有I Lm均達到C eq，公式2有效。但是由于存在C TX，某些I Lm必須去C TX才能改變變壓器繞組的極性，從而降低了C oss放電能力，并可能導致丟失ZVS。因此，必須通過使初級繞組的各層與各層之間的距離以及次級繞組的各層之間的距離保持較低，來保持較低的C TX。

　　圖4變壓器繞組內電容器的影響

　　確定L m值的經驗法則是僅使用通過公式2計算的最大L m值的一半，因為通常在實際構建變壓器之前很難預測C TX值。在具有400V輸入的轉換器中，C TX通常落在22 pF至100 pF的范圍內。一旦確定了變壓器結構，在電路仿真中對C TX建模也非常有用，以確保具有裕度的足夠低的L m。

審核編輯：湯梓紅